Реферат: СВЧ тракт приёма земной станции спутниковой системы связи

Реферат: СВЧ тракт приёма земной станции спутниковой системы связи

Содержание

МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ І НАУКИ УКРАЇНИ

НАЦІОНАЛЬНИЙ ТЕХНІЧНИЙ УНІВЕРСИТЕТ УКРАЇНИ

"КИЇВСЬКИЙ ПОЛІТЕХНІЧНИЙ ІНСТИТУТ"

ІНСТИТУТ ТЕЛЕКОМУНІКАЦІЙНИХ СИСТЕМ

Кафедра засобів телекомунікацій

Реєстраційний № __________ На правах рукопису

Завідувач кафедри

__________________ ( Ільченко М.Ю.)

(підпис, дата)

АТЕСТАЦІЙНА БАКАЛАВРСЬКА РОБОТА

на тему: НВЧ тракт прийому земної станції супутникової системи зв'язку

з напряму 6.0910 «Електронні апарати»

Виконавець роботи

Авдєєнко Гліб Леонідович

_________________________

(підпис, дата)

Науковий керівник:

кандидат технічних наук, доцент

Могильченко Микола Олександрович

_____________________________

(підпис, дата)

КИЇВ 2003 р.

КАЛЕНДАРНИЙ ПЛАН

Студент __________________________

(підпис)

Керівник бакалаврської роботи ______________________________

(підпис)

Введение

Использование искусственных спутников Земли для связи и телевидения, оперативного и долгосрочного про­гнозирования погоды и гидрометеорологической обстанов­ки, для навигации на морских путях и авиационных трас­сах, для высокоточной геодезии, изучения природных ре­сурсов Земли и контроля среды обитания становится всё более привычным. В ближайшей и в более отдаленной перспективе разностороннее использование космоса и космической техники, в различных областях хозяйства значительно возрастёт.

Для нашей эпохи характерен огромный рост информации во всех сферах деятельности человека. Помимо прогрессирующего развития традиционных средств передачи информации – телефонии, телеграфии, радиовещания, возникла потребность в создании новых её видов – телевидения, обмена данными в автоматических системах управления и ЭВМ, передачи матриц для печа­тания газет.

Глобальный характер различных хозяйственных про­блем и научных исследований, широкая межгосударствен­ная интеграция и кооперация в производстве, торговле, научно-исследовательской деятельности, расширение обме­на в области культуры, привели к значительному росту международных и межконтинентальных связей, включая обмен телеви-зионными программами.

Традиционные средства связи в отношении их ви­дов, объёма, дальности, оперативности и надёжности пе­редачи информации будут непрерывно совершенствовать­ся. Однако дальнейшее развитие их встречает немалые затруднения как технического, так и экономического ха­рактера. Уже теперь ясно, что требования, предъявляе­мые к пропускной способности, качеству, надежности ка­налов дальней связи не могут быть полностью удовле­творены наземными средствами проводной связи и радиосвязи.

Сооружение дальних наземных и подводных кабель­ных линий занимает много времени. Они сложны и доро­гостоящи не только в строительстве, но и в эксплуата­ции, и в отношении дальнейшего развития. Обычные ка­бельные линии имеют к тому же сравнительно малую пропускную способность. Намного большую пропускную способность по сравнению со спутниковыми системами связи обеспечивают волоконно-оптические линии связи, но они более дорогостоящи.

Значительно большей пропускной способностью, даль­ностью действия, возможностью перестройки для различ­ных видов связи располагает радио. Но и радиолинии обладают определёнными недостатками, затрудняющими во многих случаях их применение.

Сверхдлинноволновые системы радиосвязи из-за огра­ниченности диапазона применяются обычно лишь для нужд транспорта, авианавигации и для специальных ви­дов связи.

Длинноволновые радиолинии из-за ограниченной про­пускной способности и сравнительно малого диапазона действия используются главным образом для местной ра­диосвязи и радиовещания.

Коротковолновые радиолинии обладают достаточной дальностью действия и широко применяются во многих видах связи различного назначения.

Новые пути преодоления свойственных дальней радио­связи недостатков открыли запуски искусственных спут­ников Земли (ИСЗ).

Практика подтвердила, что использование ИСЗ для связи, в особенности для дальней международной и меж­континентальной, для телевидения и телеуправления, при передаче больших объемов информации, позволяет устра­нить многие затруднения. Вот почему спутниковые си­стемы связи (ССС) в короткий срок получили небывало быстрое, широкое и разностороннее применение.

1. Энергетический расчёт радиолинии

1.1. Общие положения

Линия спутниковой связи состоит из двух участков: Земля – спутник и спутник – Земля. Основной их особенностью является большая физическая протяжённость и, как следствие этого, возникновение значительных потерь сигнала, обусловленных затуханием его энергии в пространстве. При этом сигнал подвержен влиянию многих дополнительных факторов: поглощения в атмосфере, фарадеевского вращения плоскости поляризации, рефракции, деполяризации и.т.д. На приёмное устройство спутника и земной станции кроме собственных флуктуационных шумов воздействуют разного рода помехи в виде излучения Космоса, Солнца, планет и атмосферных газов. Правильный учёт влияния всех факторов позволяет оптимально спроектировать систему, обеспечить её уверенную работу в наиболее трудных условиях и в то же время исключить излишние энергетические запасы, которые могут привести к неоправданному увеличению сложности земной и бортовой аппаратуры.

1.2. Энергетический расчёт радиолинии спутник-Земля

Исходные данные:

- С-диапазон принимаемых частот;

- ширина полосы частот потока данных: МГц;

- диаметр приёмной антенны земной станции м;

- орбита спутникового ретранслятора: геостационарная;

Необходимо:

а) определить величину мощности сигнала на входе приёмника земной станции;

б) определить коэффициент шума приёмника;

в) определить чувствительность приёмника.

Расчёт радиолинии произведём для спутника «Экспресс-А» №1R, предназначенного для работы в международной спутниковой службе «Интерспутник», находящегося на геостационарной орбите и имеющего следующие основные характеристики:

- точка стояния ИСЗ на геостационарной орбите: в.д;

- диапазон рабочих частот линии «Космос – Земля»:= 3600…4200 МГц (диапа-зон 4 ГГц);

- эквивалентная изотропно излучаемая мощность (ЭИИМ): дБВт;

- полоса пропускания ствола: МГц ;

- поляризация при передаче сигнала : круговая левая.

Координаты земной станции спутниковой системы связи, расположенной в г. Киеве таковы: с.ш, в.д.

1.2.1. Определение угла места и азимута приёмной антенны земной станции

Зная координаты ИСЗ, определим угол места и азимут А. При этом необходимо допустить, что Земля является неидеальным шаром, а возвышение земной станции над уровнем моря нулевое. Тогда угол места и азимут можно вычислить по формуле:

где км – высота орбиты над центром Земли;

км – радиус Земли.

Подставив значения, получим:

.

Определим значение плотности потока мощности ЭМВ, создаваемой у поверхности Земли:

где – ЭИИМ, выраженная в Вт;

Вт

– расстояние между земной станцией и ИСЗ, м.

Расстояние между ЗС и ИСЗ находим используя геометрические соотношения из рис.1.1.

где – радиус Земли, км; км;

– высота орбиты над экватором Земли, км;

Спутник

Гринвичский

меридиан

Рис. 1.1. Геометрические соотношения между геостационарным спутником и ЗС

– дополнительные потери в атмосфере;

,

где – дополнительные потери, выраженные в дБ;

В наиболее общем случае величину дополнительных потерь в реальных условиях можно представить следующим образом:

где – потери в спокойной атмосфере, определяющиеся поглощением энергии ЭМВ в молекулярном кислороде и водяных парах тропосферы. Эти потери увеличиваются с уменьшением угла места, так как при малых углах места радиоволны проходят через большую толщу атмосферы.

Для данного случая при и частоте диапазона ГГц из графиков на рис.1.2:

дБ

– потери в осадках, определяющиеся поглощением энергии радиоволн в дожде, в связи с чем носят статистический характер.

Для европейской части бывшего СССР для наиболее вероятной величины времени выпадения дождей при и ГГц из графиков на рис. 1.3:

дБ

– потери из-за рефракции и неточности наведения антенн. Рефракция радиоволн приводит к образованию угла между истинным и кажущимся направлениями на спутник, в результате чего появляется дополнительное ослабление сигнала, вызванное неверным наведением антенны земной станции и спутника друг на друга. Угловое отклонение, вызванное рефракцией, составляет несколько десятых долей градуса и может быть скомпенсировано или сведено к минимуму предварительной коррекцией направленности антенн. При автоматическом наведении антенн по максимуму сигнала влияние рефракции практически исключается. Так как в диапазонах 6/4 ГГц и выше влияние рефракции пренебрежимо мало, то не будем его учитывать вообще. Однако дополнительно могут возникнуть потери из-за неточности наведения антенны, которые зависят от метода и конструкции (включая механическую часть) устройства наведения. Этот вид потерь носит неподдающийся оценке статистический характер, и может примерно на 1 дБ увеличить общие потери.

дБ

– поляризационные потери. Эти потери складываются из потерь, вызванных несогла-сованностью поляризации, потерь, связанных с эффектом Фарадея, и потерь из-за деполяризации радиоволн в осадках.

Потери, вызванные несогласованностью поляризации, возникают в результате изменения взаимной ориентации антенн земной станции и спутника, что имеет рещающее значение при использовании линейной вертикальной или горизонтальной поляризации. Возникающие при этом потери могут доходить до 10 дБ, однако использование круговой поляризации позволяет сделать эту составляющую поляризационных потерь достаточно малой. При коэффициентах эллиптичности поляризации приёмной и передающей антенн из графика на рис.1.4 эти потери составляют:

дБ

Рис.1.4. Зависимость потерь из-за несогласованности поляризации передающей и приёмной антенн от эллиптичности поляризации

Эффект Фарадея заключается в повороте плоскости поляризации радиоволн под действием магнитного поля Земли и оказывает наибольшее влияние на сигналы с линейной поляризацией. Так как в данной работе используется круговая поляризация, значением этой составляющей потерь можно пренебречь.

Потери из-за деполяризации радиоволн в осадках обусловлены несферичностью формы и особенностью траекторий падения дождя. Этот вид потерь носит статистический характер, связанный со статистикой выпадения дождей. Значение этих потерь можно вообще не учитывать.

Таким образом поляризационные потери равны:

дБ

Тогда суммарные дополнительные потери энергии ЭМВ составят:

дБ или

раз.

Плотность энергии ЭМВ у поверхности Земли составит:

или

1.2.2. Определение мощности радиосигнала на входе приёмного тракта

Мощность сигнала на входе приёмного тракта (выходе антенны) составляет:

(1.1)

где – эффективная площадь приёмной антенны, м2 ;

– геометрическая площадь раскрыва антенны, м2;

– коэффициент использования поверхности. Обычно = 0,5…0,75. Зададим =0,7.

Геометрическая площадь раскрыва антенны диаметром м составит:

; м2

Эффективная площадь приёмной антенны земной станции будет равна:

м2

Таким образом, мощность сигнала на входе приёмного тракта составит:

пВт или дБВт.

Поскольку между выходом антенны и входом приёмника включены диплексер, циркулятор и полосовой фильтр, вносящие потери 1–1,2 дБ, то уровень сигнала на входе приёмника составит:

дБВт

1.2.3. Определение мощности шума на входе приёмника и коэффициента шума приёмника

Мощность шума на входе приёмного тракта земной станции равна:

где – постоянная Больцмана, ;

– полная эквивалентная шумовая температура приёмного тракта, приведённая ко входу облучателя, К ;

– эквивалентная шумовая полоса приёмника, Гц ;

–коэффициент, определяемый избирательными свойствами приёмника; обычно =1,1…1,2. Зададим =1,15.

Определим значение мощности шума на входе приёмного тракта исходя из отношения сигнал/шум на его входе. В качестве передаваемого ИЗС радиосигнала наиболее часто используются радиосигналы частотной модуляции (ЧМ). Так, для приёма сигнала с ЧМ необходимое отношение составляет 10…12 дБ во избежание порога помехоустойчивости ЧМ – явлении, заключающегося в непропорционально быстром увели-чении шумов на выходе приёмника при увеличении шумов на входе .

Зададим =10 дБ. Тогда:

Вт или дБВт

Соответственно мощность шума на входе приёмника составит:

дБВт

Полная эквивалентная шумовая температура приёмной системы составит:

К

Коэффициент шума приёмной системы будет равен:

или дБ

Определим эквивалентную шумовую температуру приёмника.

Полная эквивалентная шумовая температура приёмной системы, состоящей из антенны, диплексера, циркулятора, полосового фильтра и собственно приёмника, приведённая ко входу облучателя равна:

(1.1)

где TА – эквивалентная шумовая температура антенны, К ;

T0 – абсолютная температура среды (290 К);

– общие потери, вносимые в приёмный тракт диплексером, циркулятором и полосовым фильтром: дБ или .

Тпр – эквивалентная шумовая температура приёмника, обусловленная его внутренними шумами. Предполагая, что для проектируемой системы приёмный тракт должен быть как можно проще, выберем в качестве входного устройства приёмника транзисторный малошумящий усилитель (МШУ) и смеситель.

где – эквивалентная шумовая температура МШУ, К;

– эквивалентная шумовая температура смесителя, К. Обычно смеситель имеет шумовую температуру порядка К;

– коэффициент шума смесителя. Как будет показано в п. 3.2, для балансного смесителя дБ или ;

– коэффициент усиления МШУ. Как будет показано в п. 3.4, дБ или =3162

Эквивалентная шумовая температура антенны земной станции может быть представлена в виде составляющих, которые обусловлены различными факторами:

где (γ) указывает, что величина данной составляющей зависит от угла места антенны земной станции;

– температура, обусловленная приёмом космического радиоизлучения. Основу этой

температуры составляют радиоизлучения Галактики и точечных радиоисточников (Солнца, Луны, планет и некоторых звёзд). Так как излучение Галактики имеет сплошной спектр и слабо поляризовано, при приёме его на антенну с любым видом поляризации можно считать, что принимаемое излучение будет половинной интенсивности, т.е. величину следует брать с коеффициентом 0,5. Радиоизлучение Солнца является самым мощным источником, который может полностью нарушить связь, попав в главный лепесток диаграммы направленности антенны. Однако вероятность такого попадания мала: для геостационарных орбит она составляет примерно в зависимости от долготы ИСЗ. Поэтому радиоизлучение Солнца не учитываем.

Другой радиоисточник – Луна – практически не может нарушить связь, так как её эквивалентная температура не более 200 К. Этот источник тоже не будем учитывать. Остальные радиоисточники (планеты и радиозвёзды) имеют существенно меньшую температуру шума, вероятность встречи антенны с этими источниками ещё меньше, чем с Солнцем, так как их угловые размеры малы.

Используя график на рис. 1.5 для значений угла места и частоты ГГц с учётом излучения спокойной атмосферы получим:

К

– температура, обусловленная излучением атмосферы с учётом дождя. Это вид излучения имеет тепловой характер и в полной мере обусловлено поглощением сигналов в атмосфере (с учётом дождя).

Для наиболее вероятного значения времени выпадения дождей при и ГГц из графиков на рис.1.6 получим:

К

- температура, обусловленная приёмом излучения земной поверхности через боковые лепестки диаграммы направленности антенны. Для антенны земной станции, расположенной на суше обычно принимают , т.е:

К

– коэффициент, учитывающий уровень энергии, попадающей в антенну через боковые лепестки. Выберем с = 0,2.

Тогда эквивалентная шумовая температура антенны составит:

К

Эквивалентная шумовая температура приёмника исходя из выражения (1.1) будет равна:

K

Эквивалентная шумовая температура МШУ:

К

Коэффициент шума приёмника составит:

или =1,46 дБ

1.2.4. Определение реальной и пороговой чувствительности приёмника

Реальная чувствительность приёмника оценивается минимальной ЭДС (или мощ-ностью ) сигнала на входе приёмника, при которой сигнал на выходе приёмника достигает требуемого значения при заданном отношении сигнал/шум на его выходе.

Значение реальной чуствительности при стандартной температуре =290 К оценивается следующими выражениями:

, В

, Вт

где – соотношение сигнал/шум на выходе приёмника. Для сигналов ЧМ =2…4. Выберем = 2;

= 50 Ом – сопротивление антенны, согласованной с антенно-фидерным трактом с волно-вым сопротивлением 50 Ом.

В = 13,6 мкВ

Вт = 0,9 пВт или дБВт

Под предельной чувствительностью понимается уровень сигнала на входе приёмника при равных уровнях сигнала и шума на выходе линейной части приёмника, т.е при отношении сигнал/шум на выходе приёмника равном 1.

Вт или дБВт

Таким образом можно сделать следующий вывод:

Так как уровень сигнала на входе приёмника составляет дБВт, а реальная чувствительность приёмника, при которой обеспечивается заданное отношение сигнал/шум на выходе его выходе дБВт, можно сказать, что будет обеспечено требуемое качество обработки сигнала ЧМ в демодуляторе.

2. Разработка структурной схемы СВЧ тракта приёмника

2.1. Общие положения

Общий тракт приёма (ОТП) приёмного устройства предназначен для переноса прини-маемого сигнала без нарушения его структуры из области частот, используемой для радиосвязи, в область относительно низких частот, в которой его обработка оказывается наиболее эффективной. ОТП образуют тракт радиочастоты (ТРЧ) и тракты промежуточной частоты (ТПЧ) приёмного устройства.

Под СВЧ трактом приёма понимается совокупность оборудования, обеспечивающего приём СВЧ сигнала, его предварительное усиление и преобразование. В состав приёмного оборудования ОТП входит:

- антенно-фидерный тракт (волноводный, коаксиальный);

- малошумящий усилитель;

- смеситель;

- СВЧ гетеродин;

- СВЧ полосно-пропускающие фильтры.

Антенно-фидерный тракт – предназначен для передачи принятого облучателем антенны СВЧ сигнала в приёмник.

Малошумящий усилитель – устройство, выполняющее функцию предварительного усиления СВЧ сигнала до определённого уровня, обеспечивающего дальнейшую обработку этого сигнала.

Смеситель – устройство, обеспечивающее преобразование СВЧ сигнала в более низкочастотный сигнал.

СВЧ гетеродин – устройство, выполняющее функцию формирования СВЧ высокоста-бильных колебаний, которые используются смесителем для преобразования СВЧ информационного сигнала.

СВЧ ППФ – устройства, предназначенные для выделения диапазона принимаемых СВЧ сигналов.

2.2. Сравнительный анализ структурных схем СВЧ трактов

Можно выделить четыре схемы (рис 2.1, а - г) приёмопередающих трактов СВЧ, включающих: антенну с эффективной шумовой температурой и коэффициентом передачи, принимаемым на СВЧ равным единице; передатчик мощностью ; диплексер Д с потерями и физической температурой ; фидер с потерями находящийся при температуре ; МШУ с эффективной шумовой температурой и коэффициентом усиления мощности ; приёмник Пр с коэффициентом шума .

Рис 2.1. Структурные схемы построения приёмопередающих трактов средств связи СВЧ

Приведём необходимые для определения выше приведённых схем известные соотношения, имеющие и самостоятельное значение.

Эффективная (эквивалентная) шумовая температура пассивного элемента с потерями L и физической температурой Т:

(2.1)

Эффективная шумовая температура четырёхполюсника и его коэффициент шума :

, (2.2)

Коэффициент шума цепочки N каскадно включённых четырёхполюсников, обладающих усилением и коэффициентом шума :

(2.3)

Эффективная шумовая температура цепочки N четырёхполюсников:

(2.4)

Сопоставляя (2.1) и (2.2) и характеризуя пассивный четырёхполюсник коэффициентом шума , можно заметить, что при Т=Т0 коэффициент шума численно равен ослаблению L, вносимому этим четырёхполюсником, т.е. = L. Это обстоятельство позволяет быстро пересчитывать коэффициент шума к любой точке тракта, состоящего из цепочки пассивных элементов, добавляя к исходному значению для Кш или вычитая из него соответствующее число децибел.

Коэффициент шума реального четырёхполюсника с усилением мощности в эффективной полосе частот равен отношению шумовой мощности на его выходе к той её части, которая обусловлена шумами согласованной нагрузки, находящейся на входе при стандартной температуре Т0=290 К:

(2.5)

где - усиленные четырёхполюсником шумы согласованной нагрузки;

- собственные шумы четырёхполюсника.

Эффективная шумовая температура - это не физическая температура антенны. За принимается такая температура резистивного сопротивления , равного сопротивлению излучения реальной антенны, при которой его мощность шумов равна мощности шумов на выходе этой реальной антенны. Величина зависит от конструкции антенны и её антенны. Её значение изменяется в пределах от 100…150 К при нулевом угле места до 30…40 К при направлении антенны в зенит (без учёта осадков).

Подставив (2.1) – (2.3) в (2.4), получим следующие выражения для эффективной шумовой температуры приёмного тракта приведённой ко входу облучателя каждой из выше приведённых схем (рис. 2.1, а…г):

; (2.6)

; (2.7)

; (2.8)

; (2.9)

Как следует из анализа (2.6)…(2.9), наименьшее значение имеет система, выпол-ненная по схеме рис. 2.1,г, в которой МШУ и приёмник вынесены непосредственно к антенне. Величина падает с уменьшением , , и с увеличением .

2.3. Выбор структурной схемы СВЧ тракта приёма

В качестве приёмного выберем тракт, обеспечивающий минимум суммарной эффективной шумовой температуры. Это реально позволяет снизить уровень шумов тракта и увеличить чувствительность приёмника, понизить требования к элементам тракта, т.е упростить его, что является очень важным элементом при построении спутниковой системы связи. Структурная схема этого тракта показана на рис.2.2.

Рис. 2.2. Структурная схема выбранного приёмного тракта СВЧ

Существует два основных типа структурных схем радиоприёмников: прямого усиления и супергетеродинного типа. Выбор типа структуры ОТП осуществим на основании сравнения заданных исходных данных с обобщенными реализуемыми характеристиками приемников, построенных по каждой из схем.

По структурной схеме бывают приёмники прямого усиления и приёмники супергетеро-динного типа.

Рис. 2.3. Структурная схема приёмника прямого усиления

Структурная схема приёмника прямого усиления (рис. 2.3) включает входную цепь (ВЦ), усилитель радиочастоты (УРЧ), демодулятор (Д), усилитель низкой частоты (УНЧ) и оконечное устройство (ОУ).

Достоинства приёмников прямого усиления:

1. простота построения и дешевизна;

2. несложная перестройка в диапазоне частот при условии малого коэффициента перек-

рытия по частоте;

1. отсутствие побочных каналов приёма;

Недостатки:

1. низкая чуствительность из-за трудностей получения большого усиления на высоких

частотах;

1. слабая избирательность, а также неравномерность избирательных свойств в диапазоне

рабочих частот, поскольку для любых избирательных систем их полоса пропускания растёт с ростом частоты:

,

где – добротность избирательной системы.

Таким образом, можно утверждать, что структурная схема приёмника прямого усиления не может быть использована при построении СВЧ тракта, так как не обеспечиваются требования по получению реальной чувствительности дБВт и избирательности частотного ствола с полосой МГц.

Приёмные тракты земных станций спутниковых систем связи обычно выполняют по супергетеродинной схеме (рис 2.4).

Структурная схема приёмника супергетеродинного типа включает тракт радиочастоты (ТРЧ) и дополнительно тракт промежуточной частоты (ТПЧ), состоящий из смесителя (СМ), усилителя промежуточной частоты (УПЧ) и гетеродина (Г), которые образуют общий тракт приёма (ОТП). В тракте ПЧ осуществляется перенос радиосигнала на постоянную и более низкую промежуточную частоту, на которой легче реализовать фильтры с узкой полосой пропускания и крутыми скатами характеристики затухания для лучшего ослабления

Рис.2.4. Структурная схема супергетеродинного приёмника

помех соседнего колебания и следовательно обеспечить более высокую избирательность по сравнению с приёмником прямого усиления.

Такая схема построения позволяет получить большой коэффициент усиления (без опас-

ности самовозбуждения тракта), т.е обеспечить высокую чувствительность системы.

Недостатки:

1. гораздо большая сложность и стоимость;

2. возможность попадания в антенну с последующим излучением колебания гетеродина;

3. появление побочных каналов приёма (зеркальный канал приёма, канал промежуточной частоты, соседний канал приёма).

Для подавления побочных каналов приёма применяется двойное, тройное а иногда и чет-вертное преобразование частоты.

2.4. Выбор количества преобразований частоты

При проектировании супергетеродинного приёмника следует стремиться к одному преобразованию частоты в приёмнике, поскольку увеличение числа преобразований приводит к росту количества побочных каналов приёма. Однако при строгих требованиях ослабления помех в зеркальном и соседних каналах приёма может возникнуть необходимость применения двух, а иногда и трёх преобразований частоты. Поскольку определение количества преобразований частоты и выбор номиналов ПЧ многовариантны при учёте всего комплекса требований к приёмнику, то процесс проектирования носит итеративный характер.

Из-за невозможности реализовать в избирательных системах ТРЧ и ТПЧ коэффициент прямоугольности, меры по ослаблению помех по зеркальному каналу и помех соседних каналов, а также канала ПЧ, являются взаимно противоречивыми. Для их одновременного

удовлетворения необходимо определить диапазон возможных значений , в пределах которого выполнение требований по подавлению в ТРЧ помехи зеркального канала из-за «увода» ПЧ вверх позволяет реализовать заданную величину ослабления помех

соседних каналов приёма и помехи по ПЧ. Если такой диапазон найден, то производится выбор , если нет – принимается решение об использовании большего числа преобразований частоты, где удовлетворение противоречивых требований по подавлению помехи зеркального канала, канала ПЧ и соседнего канала производится раздельно. Кроме того, при выборе промежуточных частот желательно, чтобы их номиналы не находились в диапазонах частот мощных радиостанций (вещательных, точного времени и т.д.) и соответствовали некоторым нормированным значениям. На выбранной промежуточной частоте последнего преобразования должно обеспечиваться требуемое ослабление помех соседних каналов приёма при заданной величине коэффициента прямоугольности характеристики основной избирательности, а также качественная демодуляция принимаемых сигналов.

Выберем схему с двойным преобразованием частоты (рис.2.5), которая позволяет улучшить односигнальную избирательность: по комбинационным каналам приёма (особенно по зеркальному каналу), по соседнему каналу и по каналу промежуточной частоты.

Рис. 2.5. Структурная схема супергетеродинного приёмного тракта СВЧ

Под приёмником в данном случае понимается высокочастотная часть тракта от входа малошумящего усилителя до выхода второго усилителя промежуточной частоты, в котором происходит преобразование и усиление сигнала для дальнейшей передачи его оконечному устройству.

2.5. Малошумящий усилитель

Как было показано выше, приёмную систему, состоящую из антенны, элементов фидерного тракта и приёмника, можно представить в виде n каскадно связанных четырёхполюсников, характеризуемых эффективной шумовой температурой и коэффициентом усиления . Эффективная шумовая температура , приве-дённая ко входу приёмника определяется известным выражением (2.4) для случая полного согласования элементов приёмной системы между собой.

Уменьшение снижает мощность собственных шумов на входе приёмной системы, улучшая её пороговую чувствительность , т.е позволяет принимать более слабые сигналы. Это следует из определения пороговой чувствительности:

, (2.10)

где - постоянная Больцмана;

- полоса пропускания приёмной системы, Гц.

Снижение приёмной системы – наиболее эффективный и экономичный способ повышения энергетического потенциала радиолинии связи.

Первым элементом выбранной приёмной системы (см. рис. 2.2), характеризуемой выражением (2.9), является антенна, обладающая эффективной шумовой температурой . Поэтому желательно, чтобы второй элемент приёмной системы имел малую шумовую температуру и большой коэффициент усиления . Такими параметрами обладают входные малошумящие усилители (МШУ).

К МШУ современных приёмных систем предьявляются следующие основные требова-ния:

1) Они должны быть пригодны для установки вблизи от облучателя антенны (желательно, перед фидером с потерями), обладать малой шумовой температурой и большим коэффициентом усиления. При этом согласно (2.9) снижается приёмной системы в целом, а следовательно, увеличивается отношение на выходе канала связи. Если же величину оставить неизменной, то введение вынесенного к антенне МШУ позволит принимать более слабые сигналы. Однако снижать шумовую температуру усилителя до уровня нерационально, так как это сопряжено со значительными техническими трудностями и не приводит к существенному уменьшению .

2) Ширина и форма полосы пропускания МШУ должна обеспечивать безискажённый

приём сигнала и заданную помехозащищённость. Перестройка МШУ затруднена, поэтому они, как правило, выполняются широкополосными, не перестраиваемыми в рабочем диапазоне. Перестраиваются или сменяются только пассивные узкополосные фильтры-преселекторы, пропускающие полосу частот принимаемого сигнала и защищающие усилитель от сильных помех вне этой полосы.

3) Коэффициент усиления МШУ максимален при полном согласовании его входа с трактом, а коэффициент шума минимален при некотором их рассогласовании. В связи с этим для минимизации приёмной антенны в ряде случаев целесообразно некоторое рассогласование входа МШУ с трактом (до КСВ). Все остальные элементы тракта должны быть хорошо согласованы.

4) Уровень сигнала, попадающего на вход МШУ, в условиях эксплуатации аппаратуры связи может изменятся в весьма широких пределах. Поэтому МШУ должен обладать как можно большим динамическим диапазоном, определяемым отношением мощности входного сигнала , соответствующей насыщению усилителя, к минимальному входному сигналу, определяемому уровнем собственных шумов МШУ.

5) Повышенной линейности амплитудной, амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик. Например, неравномерность АЧХ МШУ некоторых связных станций не превышает дБ в полосе 500 МГц при усилении дБ.

6) Должно быть малое время выхода на рабочий режим и быстрое восстановление работоспособности усилителей после воздействия сильной помехи.

7) Время наработки на отказ – не менее 100 тыс. часов, а время перехода с основного комплекта на резервный – не более нескольких десятых долей секунды (в многоканальных станциях спутниковой связи).

8) Простота обслуживания, контроля, минимальное число регулировок. Замена МШУ в аппаратуре не должна сопровождаться подстройкой его элементов.

9) Малые габариты, масса и потребляемая мощность – это особенно важно для бортовой и наземной мобильной аппаратуры.

Некоторые из этих требований противоречивы и одновременное их выполнение, как правило не возможно. На практике при выборе типа усилителя приходится принимать компромиссные решения.

2.5.1. Транзисторные МШУ

В настоящее время в качестве входных МШУ большинства приёмных систем СВЧ применяются тран­зисторные усилители.

На частотах до 3...4 ГГц их активными элементами обычно служат БТ, на более высоких частотах – ПТШ, имеющие здесь меньший коэффициент шума; в некоторых случаях ПТШ приме­няются на частотах, начиная с 1 ГГц и даже с 0 Гц (в монолит­ных ТрУ). Предельно малым Кш обладают транзисторы с высокой подвижностью электронов (НЕМТ). К настоящему времени разработаны ТрУ СВЧ на рабочие частоты от 0,1 ГГц до 60 ГГц с коэффициентом усиления не менее

15...5 дБ на каскад и коэф­фициентом шума 0,5...8 дБ соответственно. Полоса усиления ТрУ может быть от нескольких процентов до нескольких октав (монолитное исполнение). Как правило, Кш узкополосных ТрУ на 0,2...0,6 дБ превышает коэффициент шума используемых ПТШ, а широкополосных — на 1,5...4 дБ. ПТ на InGaAs рабо­тоспособны до 100 – 200 ГГц.

Выходная мощность насыщения малошумящих ТрУ обычно имеет значение 0,1... 10 мВт, динамический диапазон у них больше, чем у ТУ и ПУ, на 10...20 дБ. Важным преимуществом ТрУ является более высокая стабильность усиления по срав­нению с регенеративными туннельными и параметрическими усилителями.

Можно считать, что на частотах до 60 ГГц в аппаратуре массового применения транзисторные усилители вытесняют все другие типы МШУ, превосходя их по надёжности, динамическому диапазону, широкополосности, устойчивости к перегрузкам, а также по минимуму массы, габаритов, стоимости, трудоём­кости изготовления.

Конструкция ТрУ сравнительно проста. Например, на поликоровую подложку с напыленными входными, межкаскадными и выходными согласующими цепями, элементами развязки в цепях смещения устанавливают транзистор. Плату, под ко­торой могут быть установлены схемы управления и стабили­заторы питания, помещают в плоский корпус (запредельный волновод). Коаксиальные либо волноводные вход и выход СВЧ сигнала, а также вводы питания, герметичны.

На СВЧ в основном используются усилители на ПТШ, включен­ные по схеме с общим истоком (ОИ), имеющей такой же коэффи­циент шума, как и схема с общим затвором (ОЗ), но больший коэффициент передачи мощности. Поэтому при использовании схем с ОИ меньше сказываются шумы последующих каскадов.

Иногда, при наличии запаса по усилению, для увеличения полосы пропускания ТрУ на ПТШ используют отрицательную обратную связь, изменяющую входное сопротивление транзис­тора. Вследствие этого, становится возможным применение более простых согласующих цепей (СЦ),

снижается чувстви­тельность ТрУ к изменению параметров транзистора, усилитель становится безусловно устойчивым. Такие каскады могут исполь­зоваться без применения входных и выходных

развязывающих устройств, в частности в монолитных ТрУ. Просто реализуемая широкополосная резистивная обратная связь несколько увели­чивает Кш поэтому в МШУ применяется и обратная связь на реактивных элементах.

В монолитных схемах ТрУ вместо пассивных СЦ применяют активное согласование – на входе МШУ включают каскад с ОЗ, а на выходе – каскад с ОС. В широкополосных ТрУ, при выборе согласующих полевых транзисторов с крутизной S=1/ρ, равной проводимости МПЛ, может быть достигнуто согласование в по­лосе нескольких октав, снижение Кш на 1,5...2 дБ и увеличение усиления. Активные согласующие цепи на ПТШ занимают значительно меньшую площадь по сравнению с пассивными.

Питание ПТШ осуществляется двумя способами: с использо­ванием двухполярного источника напряжения и однополярного – с автосмещением транзистора. Цепь автосмещения R и С является, в

последнем случае, цепью отрицательной обратной связи по постоянному току, стабилизирующей параметры ТрУ. Потери шунтирующих конденсаторов ухудшают параметры усили­тельного каскада, особенно с повышением частоты. Учитывая это, на повышенных частотах предпочитают схему питания с двухполярным источником напряжения.

Шумы ПТШ в основном имеют тепловое происхождение, поэто­му при снижении в несколько раз физической температуры ТрУ примерно во столько же раз уменьшается его шумовая температу­ра. Кроме того, вследствие роста подвижности электронов в GaAs при охлаждении, на несколько децибел возрастает усиление ПТШ.

О параметрах лучших зарубежных МШУ можно судить по рекламным проспектам фирмы NEC. Она выпускает МШУ на ПТШ в литерном исполнении, имеющие следующие значения шумовой температуры и, соответственно, различающиеся по стоимости:

в диапазоне 3,625...4,2 ГГц с ТЭМО – 32, 37, 42, 47 К; без охлаждения – 55, 70, 80 К;

в диапазоне 18,6... 19,5 ГГц без охлаждения – 200, 250, 300 К.

Можно выделить четыре основных типа ТрУ:

- однотактные;

- балансные;

- комбинированные;

- отражательные.

Наиболее широкое распространение получили достаточно простые в исполнении однотактные усилители. Как правило, однотактные усилители на биполярных транзисторах требуют применения ферритовых развязывающих устройств, что приводит к увеличению габаритных размеров и является

недостатком этого типа усилителей.

Широкое распространение получили балансные усилители, состоящие из двух однотактных усилителей, включённых параллельно с помощью 3-децибельных мостов.

Балансные транзисторные усилители имеют более широкий динамический диапазон, чем однотактные ( на балансный каскад поступает только половина общей мощности сигнала ), более

высокую надёжность, так как отказ транзистора в одном плече ведёт лишь к уменьшению Кр на 6 дБ при сохранении работоспособности усилителя. Кроме того, балансные усилители легко каскадируются, менее подвержены самовозбуждению, не требуют применения развязывающих ферритовых устройств, дополнительно ограничивающих ширину полосы рабочих частот.

К недостаткам балансного усилителя следует отнести ухудшение его чувствительности из-за потерь на отражение (входной КСВН моста в полосе не лучше 1,5) и диссипативных потерь в высоко-омных линиях мостов.

3. Разработка функциональной схемы СВЧ тракта

3.1. Характеристика элементов приёмного тракта

Разработку функциональной схемы приёмного тракта произведём на основании выбран-ной супергетеродинной структурной схемы приёмника с двойным преобразованием частоты. Функциональная схема тракта приёма, должна содержать следующие части:

- антенну;

- диплексер;

- МШУ;

- полосно-пропускающие фильтры ;

- усилители промежуточной частоты ;

- смесители.

Рассмотрим более подробно элементы тракта СВЧ, которые используются для построения земной станции.

Антенна представляет собой параболический рефлектор диаметра D = 1.2 м и облучатель для приёма сигналов с круговой поляризацией правого вращения.

Отраженный рефлектором сигнал идет на облучатель. Его назначение – передать приня-тую антенной энергию ЭМВ спутника по волноводу к приёмнику.

Облучатель – один из важнейших узлов антенной системы, поэтому к нему предъяв-ляются определенные требования:

1) диаграмма направленности должна быть осесимметричной и без боковых лепестков;

2) облучатель не должен сильно затенять параболическую антенну, так как это приводит к

искажению её диаграммы направленности и снижению коэффициента использования поверхности параболоида вращения.

Облучателями параболических антенн служат слабонаправленные антенны. Это могут быть рупоры, щелевые антенны, спирали, диэлектрические антенны и др.

Волновод круглого сечения в большей степени удовлетворяет требованиям, предъявляемым к облучателям антенных систем – диаграмма направленности осесимметрична, в отличие от пирамидального (прямоугольного) волновода.

Электромагнитная волна, распространяющаяся в пространстве от передающей антенны спутника до антенны земной станции, характеризуется поляризацией, т. е. ориентацией вектора

напряжённости электрического поля Е относительно поверхности Земли. Земная станция принимает со спутника «Экспресс-А» сигнал с круговой поляризацией правого вращения, а излучает сигнал с круговой поляризацией левого вращения.

C выхода облучателя сигнал поступает на диплексер, который выполнен на волноводе круглого сечения. Диплексер осуществляет разделение приёмного и передающего трактов, основанное на поляризационной селекции электромагнитных волн.

Диплексер должен удовлетворять требованию по подавлению сигнала передатчика, просачивающегося в приёмный тракт до необходимого уровня.

Ниже приведены типичные параметры диплексоров С – диапазона:

- развязка между приёмом и передачей: не менее 110 дБ;

- кроссполяризация: не менее – 40 дБ;

- рабочий диапазон частот:

а) на приём: 3600...4200 МГц;

б) на передачу: 5,925...6,525 МГц;

- потери: не более 0,25 дБ;

- диаметр волновода: D = 58 мм.

С выхода диплексора через сигнал поступает на вход Y–циркулятора, представляющего собой симметричное H-плоскостное сочленение трёх прямоугольных волноводов, в центр которого помещён ферритовый цилиндр.

Циркулятор – это устройство, в котором движение потока энергии происходит в строго определённом направлении, зависящем от ориентации внешнего магнитного поля, намагничи-вающего феррит.

Принцип работы циркулятора поясним с помощью рис. 3.1.

Рис. 3.1. Y-циркулятор

Волна Н10, поступающая на вход циркулятора по волноводу 1, преобразуется в области феррита в две волны, которые обегают диск навстречу друг другу, одна по часовой стрелке, другая против неё. Направления вращения вектораобразовавшихся волн противоположны (в точках А и В), поэтому их фазовые скорости при подмагничивании феррита однородным полем

Н0, различны. Параметры феррита и напряжённости поля подбирают так, чтобы обе волны приходили к волноводу 3 в противофазе. При этом электромагнитная энергия будет поступать из волновода 1 в волновод 2 и не попадать в волновод 3. Аналгичным образом поясняется прохождение энергии из плеча 2 в плечо 3, из плеча 3 в плечо 1.

В данном приёмном тракте циркулятор будет использоваться в качестве вентиля для устранения отражённой от входа полосового фильтра волны, а также для согласования выхода диплексора с волноводным входом полосового фильтра.

Рабочая полоса волноводных Y–циркуляторов достигает 30%, потери в прямом направ-лении составляют 0,15...0,5 дБ, в обратном – свыше 20...30 дБ.

С выхода циркулятора сигнал поступает на вход волноводного полосового фильтра.

В таблице 3.1 приведены справочные данные волноводных полосовых фильтров, выпускаемых ОАО „Радиофизика”, которые применяются во входных волноводных цепях земных станций спутниковых систем связи С–диапазона. Фильтры выпускаются в четырех модификациях: WF–12–1, WF–12–2, WF–12–3, WF–12–3В. Сечение волноводных входов фильтра 58х25 мм.

Таблица 3.1. Справочные данные полосовых фильтров

МШУ предназначен для усиления до необходимого уровня слабых входных сигналов, принимаемых антенной. В диапазоне частот 3600…4200 МГц сигнал с выхода полосового фильтра поступает на волноводный вход МШУ, а далее через волноводно-микрополосковый переход на вход первого каскада. МШУ выполнен по гибридно-интегральной технологии. Усиленный сигнал с волноводного выхода МШУ подаётся на вход первого смесителя.

3.2. Определение номиналов промежуточных частот и частот гетеродина

В качестве частоты первого преобразования на СВЧ выбирают частоту, лежащую в диапазоне 0,8… 2 ГГц, а для второго преобразования – стандартную частоту 70 МГц.

Первый смеситель осуществляет преобразование сигналов из диапазона 3600…4200 МГц на промежуточную частоту 925 МГц. В качестве первого смесителя выберем двухдиодный балансный смеситель (БС) на 3-х децибельных мостах. Основным преимуществом БС является возможность фазового подавления амплитудных шумов гетеродина на 15…30 дБ, в следствие

чего коэффициент шума смесителя снижается на 2…5 дБ, а при большом уровне шумов гетеродина – на 5…10 дБ. Кроме того, благодаря подавлению в балансной схеме чётных гармоник гетеродина уровень побочных продуктов преобразования меньше – повышаются помехоустойчивость и динамический диапазон. Потери преобразования такого смесителя составляют 5…8 дБ, а коэффициент шума 7…10 дБ.

Используя частотный план стволов спутника «Экспресс-А», изображённый на рис. 3.2. определим диапазон перестройки и шаг сетки частот 1-го гетеродина Г1.

Рис. 3.2. Частотный план стволов спутника «Экспресс - А»

Как видно из рисунка, несущие частоты 12 стволов разнесены по частоте на величину 50 МГц. Следовательно шаг сетки частот гетеродина составит МГц.

Частоты перестройки гетеродина находятся из соотношений:

,

где – максимальное значение несущей частоты. В данном случае МГц;

– минимальное значение несущей частоты. В данном случае МГц;

МГц – выбранное значение промежуточной частоты первого преобразования.

Получим:

МГц

МГц

Таким образом первый гетеродин должен перестраиваться в диапазоне частот МГц с шагом МГц.

Количество фиксированных частот гетеродина составит:

Таким образом, перестраивая гетеродин, на промежуточную частоту можно перенести любой из 12-ти стволов.

С коаксиального выхода первого смесителя преобразованный сигнал поступает на поло-совой фильтр. Полосовой фильтр осуществляет выделение полосы частот стволов МГц, который был преобразован на промежуточную частоту 925 МГц и подавление

комбинационных составляющих первого преобразования частоты. В качестве полосового фильтра можно использовать монолитный твердотельный фильтр из высококачественной термостабильной керамики, формирующий АЧХ частотного ствола с потерями не более 1 дБ.

Первый усилитель промежуточной частоты выполняет функцию усиления выделенного потока данных шириной МГц на средней частоте 925 МГц.

Второй смеситель осуществляет второе преобразование частоты, а именно перенос сигнала с частоты МГц на стандартную частоту второго преобразования МГц. В качестве второго смесителя выберем БС, выполненный в интегральном исполнении на ДБШ. При этом частота 2-го гетеродина будет равна:

МГц

С выхода второго смесителя сигнал поступает на полосовой LC фильтр с полосой пропускания МГц. Далее сигнал поступает на второй усилитель промежуточной частоты, который выполняет функцию усиления выделенного потока данных шириной МГц на частоте 70 МГц.

Таким образом, за счёт перестройки первого гетеродина с заданным шагом частот и фиксированной частоте второго гетеродина обеспечивается выделение любого из 12-ти стволов шириной МГц и перенос его на несущую частоту 70 МГц.

Дальнейнее преобразование информационного сигнала происходит в демодуляторе.

3.3. Выбор системы АРУ

АРУ применяется для расширения динамического диапазона приёмника и поддержания в заданных пределах выходного напряжения. При этом устраняются перегрузки в каскадах при приёме сильных сигналов и, таким образом, предотвращается появление недопустимых нелинейных искажений и достигается нормальная работа демодуляторов.

Принцип действия системы АРУ состоит в автоматическом изменении коэффициентов усиления (передачи) отдельных каскадов приёмника при изменении уровня принимаемого сигнала. Система АРУ должна содержать регулируемые каскады усиления и цепь регулирования. Цепь регулирования вырабатывает управляющее напряжение, воздействующее на регулируемые элементы усилительного тракта. Обычно ЦР содержит выпрямитель (амплитудный детектор) и ФНЧ.

В качестве АРУ выберем систему АРУ с обратным регулированием, которая находит наиболее широкое применение (рис. 3.3). В данной системе управляющее напряжение определяется уровнем напряжения сигнала на выходе регулируемого каскада. Такая система АРУ является наиболее простой и позволяет получить амплитудную характеристику приёмника, близкой к идеальной.

Рис. 3.3. Структурная схема системы АРУ с обратным регулированием

В СВЧ трактах регулируемыми каскадами являются обычно каскады МШУ и УПЧ. Как правило регулируют усиление каскадов, усиливающих сигналы сравнительно малого уровня. Регулировка усиления в одном из последних каскадов нежелательна, а иногда и недопустима, поскольку при больших уровнях сигнала на входе регулируемого каскада трудно избежать больших нелинейных искажений. С учётом сказанного регулировку усиления необходимо применить в МШУ.

В каскадах на ПТШ для регулировки усиления используют зависимость крутизны стоко-затворной характеристики от напряжения на затворе.

Регулировка усиления каскада на ПТШ может быть обратной и прямой. При обратной регулировке, когда транзистор запирается с целью уменьшения усиления, для получения большей чувствительности регулировки необходимо, чтобы сопротивление нагрузки каскада было много меньше внутреннего сопротивления транзистора, а сопротивление источника сигнала было много меньше входного сопротивления каскада.

Наиболее часто используют прямую регулировку усиления. В каскадах на ПТШ она осу-

ществляется путём изменения напряжения смещения на затворе, что приводит к изменению то-ка транзистора, а следовательно и коэффициента усиления каскада.

3.4 Распределение усиления по трактам приёмника

Расчёт коэффициентов передачи трактов приёмника произведём по методике, изложенной

в работе [10] исходя из реальной чувствительности приёмника мкВ и допустимых амплитуд на входах:

- первого смесителя ;

- второго смесителя ;

- демодулятора (для частотного и фазового).

Мощность сигнала на входе демодулятора (выходе приёмника) составит:

Вт = 20 мВт или дБВт

Требуемый коэффициент усиления приёмного тракта составит:

дБ

Коэффициент усиления приёмного тракта определяется как сумма усилений и затуханий, вносимых его каскадами. Для структурной схемы тракта, приведенной на рис.2.5:

(3.1)

где – коэффициент усиления МШУ;

– коэффициенты усиления УПЧ1 и УПЧ2 соответственно;

– потери преобразования в первом и во втором смесителе. Для балансного

смесителя .

Примем мкВ, мВ, В.

Для обеспечения величины с учётом потерь преобразования в смесителях и допустимых амплитуд напряжений на их входах, коэффициенты усиления УРЧ, УПЧ1 и УПЧ2

рассчитываются следующим образом:

дБ,

дБ

дБ

где = 5...10 – коэффициент запаса усиления.

Проверим полученные результаты. Подставляя полученные значения коэффициентов усиления трактов в выражение (3.1) получим :

дБ

Таким образом можно сделать вывод, что требуемый коэффициент усиления приёмного тракта обеспечивается.

На основании полученных данных составляем функциональную схему тракта (рис.3.4)

3.3 Формулировка требований к приёмной системе

Итак, на основе проведенного энергетического расчёта а также распределения усиления по трактам приёмника сформулируем основные требования:

1. обеспечение реальной чувствительности не хуже дБВт;

2. обеспечение коэффициента усиления приёмного тракта не менее дБ;

3. обеспечение требуемого по ТЗ подавления помех по зеркальному каналу, каналу ПЧ, соседнему каналу приёма;

4. обеспечение суммарного коэффициента шума приёмного тракта не более дБ.

Рис.3.4. Функциональная схема приёмного СВЧ тракта

4. Выбор и расчёт СВЧ малошумящего усилителя

4.1. Бесструктурные модели транзистора СВЧ

В основу расчёта и анализа тран­зисторного МШУ СВЧ должна быть положена модель транзис­тора. Это может быть структурная (физическая) модель, т. е. эквивалентная схема тран-зистора, либо бесструктурная модель, представляющая транзистор в виде эквивалентного четырёхпо­люсника.

Преимуществом структурной модели является высокая ин­формативность; эквивалентная схема характеризует поведение транзистора в диапазоне частот и позволяет устанавливать связь между её элементами и характеристиками транзистора. Бес­структурная модель транзистора менее информативна, она стро­го справедлива лишь на одной частоте. Для определения час­тотной зависимости параметров транзистора надо провести изме­рения на разных частотах. Однако бесструктурные модели более точны, поскольку их параметры могут быть измерены значитель­но точнее, чем параметры эквивалентной схемы.

Транзистор СВЧ как эквивалентный четырёхполюсник может быть описан, например, Y- или H-параметрами, которые обычно используются на более низких частотах. Но для измерения этих параметров необходимо обеспечить режимы холостого хода и короткого замыкания, трудно осуществимые на СВЧ из-за влия­ния паразитных элементов схемы. Более подходят для его опи­сания параметры матрицы рассеяния или S-параметры, посколь­ку они измеряются в линиях с согласованными нагрузками, что на СВЧ наиболее просто.

Расчёт МШУ СВЧ принято проводить с использованием бес­структурной модели транзистора в S-параметрах. При необхо­димости бесструктурная модель может быть дополнена струк­турной моделью. Обе модели взаимосвязаны: по S-параметрам транзистора, измеренным на нескольких частотах, можно опре­делить (или уточнить) элементы его эквивалентной схемы и наоборот, известная эквива­лентная схема позволяет рас­считать S-параметры на любой частоте диапазона, в котором эта схема корректна.

4.2. Системы S- и S'- параметров транзистора

В системе S-параметров транзистор пред­ставляется в виде четырёхпо­люсника, включенного в ли­нию передачи с волновым сопротивлением Z0. Линия согласо­вана с генератором (источником сигнала) и нагрузкой, т. е. со­противления генератора ZГ и нагрузки ZH равны волновому со­противлению линии (рис. 4.1).

Рис. 4.1. К определению S-параметров транзистора

Четырёхполюсник в согласованной линии передачи с волновым сопротивлением передачи Z0

Для определённости примем Z0=50 Ом. На входе и выходе четырехполюсника имеются па­дающие и отражённые волны напряжения , (i =1 для входа, i = 2 для выхода), связь между которыми задается параметрами матрицы рассеяния волн напряжения (S-параметрами):

Матрицу рассеяния волн напряжения принято называть прос­то матрицей рассеяния. Параметры матрицы рассеяния имеют ясный физический смысл:

- коэффициенты отражения напряжения от входа и выхода четырёхполюсника при согласова-нии на его выходе () и входе () соответственно;

- коэффициенты прямой и обратной передачи напряжения, определённые при тех же усло-виях.

Матрица рассеяния характеризует четырёхполюсник, нагру­женный на чисто резистивные сопротивления Z0. В реальных же усилителях транзистор оказывается нагруженным на сопротив­ления, не только не равные Z0, но в общем случае комплексные. Произвольно нагруженный четы­рёхполюсник принято описывать параметрами матрицы рассеяния волн мощности (S'-параметра­ми).

В системе S'-параметров транзистор в виде эквивалентно­го четырёхполюсника включается в общем случае на стыке двух линий передачи, не согласован­ных с генератором (источником сигнала) и нагрузкой (рис. 4.2). Входная подводящая линия трансформирует сопротивление ге­нератора ZГ в сопротивление Z1 в плоскости входных клемм че­тырёхполюсника, а выходная

Рис. 4.2. К определению S' – параметров транзистора

Четырёхполюсник в рассогласованной линии передачи

подводящая линия – сопротивле­ние нагрузки ZH в сопротивление Z2 в плоскости его выходных клемм. Транзистор при этом нагружен на сопротивления Z1 и Z2, в общем случае комплексные. Падающие ai и отраженные bi волны мощности на входе (i=l) и выходе (i=2) четырёхпо­люсника связаны между собой матрицей рассеяния волн мощ­ности

где

(i=1, 2);

– комплексные амплитуды напряжений и токов на входе и выходе четырёхполюсника;

– комплексные сопротивления генератора (i=1) и нагрузки (i =2) в плоскости входных и выходных клемм четырёхполюсника соответственно;

- коэффициенты отражения от входа и выхода четырёхполюсника при согласовании его на выходе (а2=0) и входе (а1=0) соответственно;

- коэффициенты прямой и обратной передачи, определённые при тех же условиях.

Комплексные величины ai и bi принято называть волнами мощности, хотя они имеют размерность корня квадратного из мощности. Отношения этих величин, т. е. S'-параметры, не име­ют ясного физического смысла. Однако введение волн аi, bi, a также матрицы рассеяния S' целесообразно по следующим при­чинам. Во-первых, квадраты модулей аi, bi действительно явля­ются падающими и отражёнными волнами мощности, а их отно­шения — коэффициентами передачи и отражения мощности. Во-вторых, при равенстве сопротивлений Zi волновому сопротивлению Z0 S'-параметры сводятся к S-параметрам.

S'-параметры транзистора не могут быть измерены непосредственно, а могут быть расчитаны с помощью S-параметров.

4.3. Расчёт маломощных усилителей на транзисторах

Расчём МШУ проведём по методике, изложенной в работе [7].

Расчёт включает следующие этапы:

1. выбор транзистора;

2. выбор схемы включения транзистора;

3. выбор режима работы транзистора;

4. выбор числа каскадов, расчёт согласующих трансформаторов и цепей обратной связи;

5. выбор схемы питания;

6. составление электрической схемы;

7. составление топологической схемы;

8. анализ на ЭВМ топологической схемы с подключёнными транзисторами;

9. оптимизация на ЭВМ параметров согласующих цепей;

Рассмотрим каждый этап расчёта подробнее.

4.3.1. Выбор типа транзистора

В качестве транзистора выберем полевой транзистор с барьером Шоттки (ПТШ) N76038а японской фирмы NEC , который по сравнению с биполярным транзистором обеспечивает более низкий уровень шумов в рабочем диапазоне частот.

4.3.2. Выбор схемы включения транзистора

Для полевого транзистора используется схема с общим истоком (ОИ), об­щим затвором (ОЗ) и общим стоком (ОС). У схемы с ОИ лучшие усилительные свойства и хорошая устойчивость, но иногда для согласования с генератором при­меняют схему с ОЗ, а для согласования с нагрузкой - схему с ОС. Это связано с тем что при небольших значениях сопротивления нагрузки и на низких частотах входное сопротивление схемы с ОЗ и выходное сопротивление для схемы с ОС имеют небольшую реактив­ную составляющую и близки к (– крутизна тран-зистора). Недостаток этих двух схем в том, что они обладают малой устойчивостью и боль­шим выходным (ОЗ) или входным (ОС) сопротивлением.

4.3.3. Выбор режима работы транзистора

Параметры ПТШ в значительной степени зависят от питающих напряжений. Различают режимы, оптимальный по шуму и оптимальный по усилению мощности. Например, при напряжении В транзистор имеет максимальное усиление при токе мА, минимум меры шума при токе 30 мА, минимум коэф­фициента шума при токе 17 мА. Комплекс­ные коэффициенты отражения нагруз­ки и источника сигнала, при которых реализуются максимальное усиление и минимальный шум, различные. Схема однокаскадного транзисторного усилителя согласующими цепями, нагрузкой и генератором показана на рис. 4.3.

Рис. 4.3. Структурная схема однокаскадного усилителя

Транзисторный усилитель СВЧ может обеспечить заданные электрические характеристики в том случае, если транзистор правильно нагружен, т. е. если сопротивления источника сигнала и нагрузки в плоскости транзистора имеют вполне определённые значения. Сопротивления же реальных источника сигнала и нагрузки, как правило, равны 50 Ом, поэтому усилитель должен включать в себя согласующие цепи, осуществляющие трансформацию соп­ротивлений. В соответствии со структурной схемой усилителя, изображённой на рис. 4.3. СЦ1 и СЦ2 – согласующие цепи на входе и выходе уси­лителя, причём СЦ1 трансформирует сопротив-ление реального источника сигнала ZГ=Z0 в сопротивление Z1 в плоскости тран­зистора, а СЦ2 трансформирует ZH=Z0 в Z2.

Структурная схема усилителя, представленная на рис.4.3 является простейшей. При необходимости она может быть дополнена другими цепями, например осуществляющими выравни­вание амплитудно-частотной характеристики усилителя (при широкой полосе пропускания).

При расчёте транзисторного усилителя СВЧ следует обра­щать внимание на обеспечение его устойчивости. Устойчивость усилителя определяется S-параметрами транзистора и сопротив­лениями, на которые он нагружен. На сравнительно низких час­тотах транзистор обладает выраженными невзаимными свойст­вами и усилитель на таком приборе работает устойчиво.

В диа­пазоне СВЧ транзистор в значительной степени утрачивает свойство невзаимности из-за наличия паразитных обратных свя­зей (как внутренней, так и внешних), поэтому при некоторых сопротивлениях источника сигнала и нагрузки в плоскости тран­зистора усилитель может возбудиться.

Самовозбуждение усилителя возможно лишь в случае, когда резистивная составляющая входного и (или) выходного сопротив­ления транзистора становится отрицательной. Отрицательному резистивному сопротивлению соответствует коэффициент отраже­ния, модуль которого больше единицы. Так, если отрицательной является резистивная составляющая входного сопротивления тран­зистора, то |S'11|>1, а если выходного, то |S'22|>1. Входное сопротивление транзистора зависит от сопротивления его выход­ной нагрузки, а выходное — от сопротивления входной.

Усилитель считается безусловно устойчивым в заданном диапазоне частот, если он не возбуждается в этом диапазоне при любых сопротивлениях пассивных внешних нагрузок (Z1 и Z2 на рис. 4.3). Если существуют нагрузки, спо­собные привести усилитель к самовозбуждению, то он является условно устойчивым (т.е либо потенциально устойчивым, либо потен­циально неустойчивым, т.е работающим на строго определённую нагрузку и если нагрузка из-за производственного разброса геометрических размеров, характеристик компонентов или изменении условий эксплуатации изменяется, то усилитель может возбудиться). В безусловно устойчивом усилителе резистивные составляющие входного и выходного сопротивлений транзистора должны оставаться положительными при любых нагрузочных сопротивлениях Z1 и Z2 соответственно, если резистив­ные составляющие последних также положительны. Это можно представить в виде |S'11|Г2|S'22|Г1|

Можно показать, что для безусловной устойчивости усилителя необходимо и достаточно выполнение следующих соотношений:

(4.1)

где .

Последнее неравенство (4.1) принято записывать в виде, где параметр

называется коэффициентом устойчивости (отметим, что К-инвариантный коэффициент устойчивости, поскольку не зависит от системы матричных параметров, в которой он определяется). Условие К>1, являющееся необходимым, но недостаточным условием безусловной устойчивости усилителя, означает, что возможно одновременное комплексно-сопряжённое согласование на входе и выходе транзистора. При КК=1 является пре­дельным, когда двустороннее согласование возможно.

Условия безусловной устойчивости иногда записывают в виде:

, , (4.2)

. (4.3)

Нарушение любого из неравенств (4.2) делает усилитель потенциально неустойчивым, т.е при определённых сопротивлениях источника сигнала или нагрузки он может возбудится. Поэтому целесообразно строить усилители безусловно устойчивые, т.е устойчиво работающие при любой нагрузке.

4.3.4. Расчёт согласующих трансформаторов

Расчёт согласующих трансформаторов (входного, межкаскадных, выходного) ведётся для каждого каскада отдельно. Для максимальной передачи мощности сопряжённо согласуется выходной импеданс предыдущего транзистора (или вход­ного генератора) с входным импедансом последующего транзитора или нагрузки. Если есть запас по усилению у транзисторов, то можно каждый каскад согласовы­вать по входу и выходу на 50 Ом, что упрощает изготовление усилителя, так как все каскады одинаковые.

По-видимому, для малошумящего каскада наиболее независимой от производственного разброса параметров транзисторов и пассивной ча­сти усилителя является схема, в которой выход­ное комплексное сопротивление (проводимость) источника сигнала трансформируется в сопря­жённое, оптимальное для данного транзистора в данном режиме комплексное сопротивление, обеспечивающее минимум коэффициента шума в полосе рабочих частот.

Выход и вход транзистора согласуется с нарузками в полосе рабочих частот с учетом из­вестного ограничения Фано, который показал, что коэффициент передачи и ширина частотной полосы взаимосвязаны, если нагрузка имеет ре­активную составляющую. Естественно, что комплексно-сопряжённое согласование возможно только на одной частоте. Поэто­му широкополосные согласующие цепи имеют свойства фильтров, а для фильт­ров характерны зависимости между частотной полосой, крутизной скатов, потеря­ми в полосе пропускания и КСВ входов.

Для расчёта трансформаторов следует в первую очередь выбрать его струк­туру. Для узкополосных () усилителей можно рекомендовать Т-образ­ную структуру (рис.4.4), так

как параллельный шлейф, закороченный через кон­денсатор на землю, удобно использовать для подачи напряжения смещения на транзистор. Для широкополосного усилителя () применяют многозвенную цепь, например трёхрезонаторную (рис.4.5).

Рис. 4.4. Структура Т-образного согласующего трансформатора для узкополосных усилителей.

Рис. 4.5. Схема согласующего трансформатора для широкополосных усилителей:

1,5 – импедансный инвертор; 2,4 – четвертьволновые резонаторы; 3 – адмитансный инвертор; 6 – индуктив-

ность последовательного контура; 7-эквивалент входной цепи транзистора

Порядок расчёта каскада следующий :

1. Определяют в заданном частотном диапазоне комплексное сопротивление входной или выходной цепи транзистора и аппроксимируют его в полосе частот простой цепью. Если вещественная часть сопротивления более постоянная, чем вещественная часть проводимости, то нагрузку лучше представить в виде последовательной RLС - цепи. Если более постоянная вещественная часть проводимости, то нагрузку лучше представить в виде параллельной RLC-цепи.

2. При последовательной цепи нагрузки к ней последовательно подключают реактивный элемент так, чтобы получить в ней последовательный резонанс на средней частоте диапазона , например, индуктивность в схеме на рис. 4.5, величину которой определяют по формуле :

, Гн ,

где – ёмкость входа транзистора.

При аппроксимации входа транзистора последовательным соединением ёмкос­ти и резистивного сопротивления или параллельным соединением индуктивности и резистивной проводимости можно получить согласование фильтром верхних частот, при этом декремент (который используется для определения значений элементов фильтра-прототипа нижних частот) :

,

где ; ; и – нижняя и верхняя граничные частоты полосы.

Для получения лучшего согласования реактивный элемент, подключаемый к нагрузке, должен быть более сосредоточенным и располагаться как можно бли­же к нагрузке. Если размеры реактивного элемента достигают четверти волны и более или он расположен на значительном расстоянии от нагрузки, то увеличива­ется добротность резонансной нагрузки и сужается полоса согласования. Число резонаторов схемы согласования п < 4, при увеличении их числа растут потери в схеме согласования. Например цепь с единичным резонатором (п = 1), состоящая из по­следовательно включенной индуктивности L1 и полного сопротивления инвертора K12 при Свх = 0,57 пФ и Rвх = 21 Ом, имеет ширину полосы согласования 8,9... 11,1 ГГц при f0 = 10 ГГц . Цепь ФНЧ - прототипа нижних частот с двумя ре­активными элементами (п = 2) можно полу-чить, если добавить один четвертьвол­новой резонатор к резонатору, образованному нагрузкой. Цепь с двумя дополни­тельными четвертьволновьми резонаторами (п = 3) расширяет полосу ( = 6...14 ГГц). Применение в схеме попеременно импедансных и адмитансных ин­верторов позволяет использовать последовательные четвертьволновые резонаторы, которые очень легко реализовать в микроэлектронном исполнении в виде отрезка линии. Для чебышевской аппроксимации АЧХ схема согласования получается в 1,52 раза меньше по габаритным размерам, чем при аппроксимации максималь­но плоской функцией.

Зависимость элементов (нормированных проводимостей) чебышевских со­гласующих цепей от декремента построена на рис. 4.6.

Параметры схемы согласования (рис. 4.5):

; ; ;

,

Рис. 4.6. Зависимость элементов чебышевских согласующих цепей от декремента при ; : а – для п = 1; б – для п = 2; в – для п = 3

где – волновое сопротивление линии передачи между инверторами.

Для перехода к топологической схеме используют формулы:

; ; (при);

; ,

где – длина волны в линии на частоте ; – волновое сопротивление используемой линии передачи.

Для получения равномерного усиления в полосе частот применяют простой способ согласования, при котором коэффициент передачи схемы согласования на верхней рабочей частоте диапазона максимальный, а затем уменьшается с определённой скоростью. Выходную цепь транзистора можно представить в виде параллельного сопротивления и ёмкости . Так как транзистор имеет минимальное усиление на верхней частоте диапазона fв и усиление его растёт при уменьшении частоты со скоростью дБ/октаву, то выходную цепь следует выполнять так, чтобы она имела максимальный коэффициент передачи по мощности на частоте fв, т.е комплексное сопротивление должно трансформироваться в комплексно-сопряжённое сопротивление нагрузки, а с уменьшением частоты коэффициент передачи должен падать со скоростью дБ/октаву.

Такое согласование на практике удобно выполнять по схеме на рис.4.7, при этом параллельное соединение r’ и x’ пересчитывают в последовательное по следующим формулам:

.

Рис 4.7. Эквивалентная схема выходного трансформатора

После этого необходимо скомпенсировать выходную ёмкость на верхней частоте рабочего диапазона с помощью последовательной индуктивности L1, которую выполняют в виде центрального проводника МПЛ или в виде тонкой проволоки, или вывода транзистора:

или ;

Затем между выходом индуктивности и нагрузкой включают четвертьволновый трансформатор для верхней частоты рабочего диапазона с волновым сопротивлением . Для создания требующегося перекоса АЧХ согласующей цепи в точку соединения индуктивности L1 и трансформатора параллельно включают резистивное сопротивление , которое закорочено на землю микрополосковой линией l2. Эта длина равна четверти длины волны в линии на верхней частоте, благодаря чему сопротивление на этой частоте изолировано от заземлённой стороны платы и не поглощает мощность.

4.3.5. Выбор схемы питания

Питание ПТШ осуществляется двумя способами: с использо­ванием двухполярного источника напряжения и однополярного – с автосмещением транзистора. Цепь автосмещения R и С является, в последнем случае, цепью отрицательной обратной связи по постоянному току, стабилизирующей параметры ТрУ. Потери шунтирующих конденсаторов ухудшают параметры усили­тельного каскада, особенно с повышением частоты. Учитывая это, в качестве схемы питания выбираем схему питания с двухполярным источником напряжения, который раздельно питает цепь затвора и цепь стока ПТШ.

4.4. Расчёт транзисторного МШУ

Расчитаем малошумящий усилитель на выбранном ПТШ со следующими требованиями, предъявляемые к нему исходя из энергетического расчёта радиолинии и распределения усиления по трактам приёмника:

- рабочая полоса частот усилителя: МГц ;

- средняя частота полосы частот: МГц ;

- коэффициент шума усилителя: дБ ;

- требуемый коэффициент усиления: дБ ;

- конструкция: гибридно-интегральная.

Расчёт будет производится с использованием на ЭВМ пакета прикладных программ моделирования СВЧ схем Microwave Office 4.02.

Линейные параметры транзистора N76038a представлены в таблицах № 4.1 и 4.2.

Таблица №4.1 Система S-параметров транзистора

Таблица № 4.2 Значения коэффициента шума транзистора

Зададимся для первого каскада следующим режимом работы:В; В; мА.

Используя ЭВМ проверяем выполнение условия устойчивости усиления в рабочем диапазоне частот. График коэффициента устойчивости К показан на рис. 4.8.

Как видно из графика на рис.4.8 коэффициент устойчивости К меньше единицы, т.е транзистор является неустойчивым.

Возможны следующие варианты повышения устойчивости с использованием резистивной нагрузки, включенной во входную или выходную цепь (рис 4.9).

В данном случае выберем схему, изображённую на рис 4.9,в, так как для выбранного транзистора эта схема обеспечивает наименьший уровень шума по сравнению с другими схемами при выполнении условий безусловно устойчивой работы. Номинал резистора подбирается с помощью ЭВМ и в данном случае равен R1 = 40 Ом. График коэффициента устойчивости после стабилизации транзистора показан на рис. 4.10. Как видно из этого

Рис. 4.8. Зависимость коэффициента устойчивости К от частоты

графика условия безусловной устойчивости в диапазоне рабочих частот

,

выполняются, т.е теперь транзистор является безусловно устойчивым.

При этом в схеме с общим истоком на частотах МГц коэффициент шума и усиления соответственно равны: дБ; дБ.

Рис. 4.9. Варианты резистивной нагрузки транзистора для повышения коэффициента устойчивости

Рис 4.10. Зависимость коэффициента устойчивости К и вспомогательного коэффициента от частоты

Коэффициент шума всего усилителя на верхней частоте диапазона без учёта потерь в схемах согласования и возможного изменения режима работы транзисторов в последующих каскадах:

; GA = ;

или дБ

Требуемое число каскадов усиления:

где – требуемый коэффициент усиления МШУ;

– максимальный коэффициент усиления МШУ на верхней частоте рабочего диапазона.

.

Значение входной проводимости транзистора на частоте МГц составляет:

См

Эта проводимость соответствует параллельному соединению резистивной gвх и реактивной bвх проводимостей. Так как реактивная составляющая входной проводимости имеет положительный знак, то она носит ёмкостной характер. Для ПТШ N76038а резистивная проводимость gвх будет более плавно зависеть от частоты, чем реактивная проводимость bвх. Поэтому входное сопротивление представим в виде последовательной RC цепи (рис 4.11).

; ; ;

См2;

Ом;

Ом;

; пФ.

Рис 4.11. Преобразование паралельного соединения элементов входного сопротивления в последова-тельное соединение

Для согласования усилителя по входу с сопротивлением Ом вычислим полосу усилителя и декремент затухания.

Полоса частот усилителя:

; или 15,4%

Значение декремента затухания:

;

Так как , то усилитель является широкополосным. В качестве согла-сующего звена на входе усилителя используем трёхрезонаторную согласующую цепь (согласующий трансформатор для широкополосных усилителей) изображённую на рис. 4.5.

По графикам, изображённым на рис 4.6 для определяем элементы чебышевских согласующих цепей:

Определяем параметры инверторов схемы согласования входа транзистора для волнового сопротивления подводящей линии Ом:

Ом ;

Ом ;

нГн ;

См ;

См ;

пФ ;

Ом ;

Ом ;

Длина волны в линии составляет:

м,

где - скорость распространения ЭМВ.

мм ( или );

мм (или );

мм (или );

мм ( или );

мм ( или )

Для короткозамкнутого шлейфа с волновым сопротивлением Ом:

мм (или ).

Для компенсации входной ёмкости на центральной частоте требуется индуктивность:

нГн;

Реальная индуктивность на входе транзистора:

нГн.

Длина этой индуктивности при выполнении её в виде МПЛ с волновым сопротивлением Ом составит:

мм ( или ).

Индуктивность шлейфа:

нГн ;

Длина этого шлейфа с волновым сопротивлением Ом составит:

мм ( или );

После подключения элементов входной согласующей цепи получим следующие значения доступного коэффициента усиления и коэффициента шума для одного каскада усилителя, которые изображены на рис.4.12.

Рис. 4.12. Частотная зависимость коэффициента усиления и коэффициента шума для

одного каскада МШУ, согласованного по входу

Велиничина коэффициента усиления в рабочем диапазоне частот равна: =13,5…11,9 дБ, а коэффициента шума =1,03…1,14 дБ.

Наибольшая шумовая температура каскада МШУ в рабочем диапазоне составит:

;

где T0 = 290 K – cтандартная температура;

- максимальный коэффициент шума усилительного каскада;

К,

что не превышает требуемой температуры МШУ К.

Так как коэффициент усиления с увеличением рабочей частоты уменьшается и неравно-мерность усиления составляет 1,6 дБ, то для выравнивания АЧХ коэффициента усиления выполним согласование транзистора по выходу на верхней частоте диапазона:

МГц.

Выходная проводимость на этой частоте составит:

См

Эта проводимость соответствует параллельному соединению резистивной gвх и реактивной bвх проводимостей. Так как реактивная составляющая входной проводимости имеет положи-тельный знак, то она носит ёмкостной характер.

Поэтому выходное сопротивление как и входное сопротивление представим в виде последовательной RC цепи, параметры которой определяются ниже:

; ;

См2;

Ом ; Ом.

Для компенсации выходной ёмкости на частоте необходимо последовательно с ней подключить индуктивность, значение которой определяется из условия последовательного резонанса:

нГн;

Длина этой индуктивности в микрополосковом исполнении с волновым сопротивлением Ом составит:

мм ( или ),

где м – длина волны на верхней частоте рабочего диапазона;

Коэффициент отражения по выходу составит:

;

А коэффициент бегущей волны:

.

Полученное значение КБВ полностью удовлетворяет режиму согласования, поэтому применение четвертьволнового трансформатора для согласования резистивной составляющей выходного сопротивления транзистора с нагрузкой 50 Ом не требуется.

Номинал сопротивления = 103 Ом и волновое сопротивление четвертьволнового трансформатора l2 , равное Ом подобраны с учётом получения как можно меньшей неравномерности усиления, которая в данном случае составит 0,3 дБ.

Для дальнейшего уменьшения неравномерности усиления а также коэффициента шума с помощью ЭВМ была проведена корректировка параметров элементов входной и выходной согласующих цепей, значения которых приведены в таблице 4.3.

Таблица№4.3 Расчётные и скорректированные значения элементов СЦ.

После корректировки значений параметров согласующих цепей c помощью инструмента Tune программы МicroWave Office 4.02 получаем коэффициент усиления и шума одного каскада, частотные характеристики которых изображены на рис. 4.13.

Рис. 4.13. Частотная зависимость коэффициента усиления и коэффициента шума одного

каскада МШУ, согласованного по входу и выходу

Как видно из АЧХ на рис. 4.13, коэффициент усиления в диапазоне рабочих частот равен = 12 дБ, неравномерность усиления полностью отсутствует, коэффициент шума изменяется в пределах дБ, что соответствует диапазону шумовых температур К.

Принципиальная электрическая схема одного каскада усилителя представлена на рис. 4.14.

Рис. 4.14. Принципиальная электрическая схема одного каскада усилителя

4.5. Составление топологической схемы усилителя

Под топологией подразумевается рисунок пассивной схемы, которая наносится на под-ложку из диэлектрика и на которую монтируют навесные элементы. Расчёт и проектирование топологической структуры гибридной ИМС должны быть направлены на получение оптимальной конструкции схемы, обеспечивающей высокую надёжность при минимальных технологических затратах.

В качестве материала подложки выберем поликор с диэлектрической проницае-мостью. Толщину подложки выберем равной мм, а толщину токонесущего проводника МПЛ выберем равным мм.

На топологической схеме все индуктивности и согласующие трансформаторы выполнены в виде МПЛ с соответствующими значениями волновых сопротивлений и размеров. В качестве материала токонесущего проводника выберем алюминий, который обладает хорошей адгезией к подложке и хорошей электропроводностью.

Расчёт геометрических размеров МПЛ произведён с помощью программы TXLINE 2001, входящей в состав пакета программ моделирования СВЧ схем MicroWave Office 4.02.

Результаты расчёта приведены в таблице 4.4.

Таблица №4.4. Результаты расчёта элементов на МПЛ

Cоединяя каскадно три усилителя, получим частотную характеристику коэффициента усиления и коэффициента шума всего МШУ, изображённую на рис. 4.15.

Рис. 4.15. Частотная зависимость коэффициента усиления и коэффициента шума трёхкаскад-ного МШУ

Как видно из АЧХ на рис. 4.15, коэффициент усиления в диапазоне рабочих частот равен = 36…35,1 дБ, неравномерность усиления составляет 0,9 дБ, коэффициент шума изменяется в пределах дБ, что соответствует диапазону шумовых температур К.

Проведя корректировку длины элементов , , , , в месте соединения каскадов с помощью инструмента Tune программы MicroWave Office 4.02 получим частот-

ную характеристику, изображённую на рис.4.16.

Как видно из АЧХ на рис. 4.16, коэффициент усиления в диапазоне рабочих частот изменяется в пределах = 35,6…35,3 дБ, неравномерность усиления составляет 0,3 дБ, коэффициент шума изменяется в пределах дБ, что соответствует диапазону шумовых температур К.

Таким корректировка межкаскадных связей усилителя привела к уменьшению неравно-мерности коэффициента усиления в рабочем диапазоне частот от 0,9 дБ до 0,3 дБ.

Рис. 4.16. Частотная характеристика коэффициента усиления и коэффициента шума для

трёхкаскадного МШУ

Таким образом можно сказать, что требования, предъявляемые к МШУ по значениям коэффициента шума и коэффициента усиления в рабочем диапазоне частот выполнены, поэтому оптимизация по данным параметрам не требуется.

4.5.1. Резисторы

В качестве резистивных сопротивлений применены тонкоплёночные резисторы прямоугольной формы (рис. 4.16).

Рис. 4.16. Конструкция тонкоплёночного резистора прямоугольной формы

Для изготовления плёночных резисторов используют разные материалы: металлы, сплавы, соединения, керметы, удовлетворяющие требованиям по металлургической совместимости, адгезии, технологичности и стабильности.

Сопротивление плёночного резистора:

,

где– удельное поверхностное сопротивление материала плёнки, Ом/□;

l,w – длина и ширина резистивной плёнки соответственно, мм.

Результаты расчёта резистивных сопротивлений и при использовании в качестве резистивной плёнки нихрома с Ом/□ сведены в таблицу 4.5.

Таблица № 4.5 Результаты расчёта резистивных сопротивлений

4.5.2. Kонденсаторы

В гибридных ИМС применяют тонкоплёночные и толстоплёночные конденсаторы с простой прямоугольной формой. Плёночный конденсатор представляет собой многослойную структуру, нанесённую на диэлектрическую подложку (рис. 4.17). Для её получения на подложку 1 последовательно наносят три слоя: проводящий 2, выполняющий поль нижней подкладки, слой диэлектрика 3 и проводящий слой 4, выполняющий роль верхней обкладки конденсатора.

Рис. 4.17. Конструкция плёночного конденсатора с обкладками прямоугольной формы

Конструкция конденсатора, изображенная на рис. 4.17 предназначена для реализации конденсаторов повышенной ёмкости (сотни – тысячи пикофарад). Поэтому данную конструк-цию конденсатора будем использовать при расчёте конденсаторов С1 и С2 , соединяющих по СВЧ заземлённую сторону платы, а также разделительного конденсатора С3 .

Значение ёмкости плёночного конденсатора определяют по формуле:

, пФ,

где ε – относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика;

S – площадь перекрытия диэлектрика обкладками, мм2;

d – толщина диэлектрика, мм.

Ёмкость С конденсатора удобно выражать через удельную ёмкость:

,

где - значение удельной ёмкости на единицу площади обкладок.

В качестве материала диэлектрика выберем двуокись кремния (SiO2) c ε = 4…5 и при толщине плёнки равной d = 0,2 мкм.

Тогда для реализации ёмкости номиналом С1 = С2 =C3 = 1000 пФ необходимое значение площади перекрытия диэлектрика обкладками составит:

мм2.

Длина и ширина обкладки соответственно составят:

мм, мм

Для реализации конденсатора малой величины ёмкости С23 = 0,17 пФ используем сосредоточенную последовательную ёмкость, которая может быть образована зазором в линии передачи, изображённую на рис. 4.18.

Рис. 4.18. Конструкция сосредоточенной последовательной ёмкости

Такая ёмкость обычно невелика (единицы пикофарад) и может быть расчитана из формулы:

В нашем случае известно что:

мм, Ом, мм, С23 = 0,17 пФ, . Тогда:

мм

Итак, определены все элементы топологической схемы, геометрические размеры которых приведены в табл.4.6.

Таблица №4.6. Геометрические размеры элементов топологии трёхкаскадного МШУ

На рис. 4.19 представлена топологическая схема одного каскада МШУ, а на рис. 4.20 – всего МШУ, состоящего из трёх каскадов.

Рис. 4.19. Топологическая схема одного каскада МШУ

Рис. 4.20. Топология трёхкаскадного МШУ

Вывод

Эта работа была посвящена разработке структурной и функциональной схем приёмного СВЧ тракта земной станции спутниковой системы связи, а также расчёту одного из элементов этого тракта – малошумящего усилителя на основании требований по обеспечению заданного коэффициента шума и усиления. Как показали результаты расчёта с помощью пакета прикладных программ моделирования СВЧ схем MicroWave Office 4.02, МШУ обеспечивает заданные требования по значениям коэффициента усиления, коэффициента шума, неравномерности усиления. Функциональная схема разработанного СВЧ тракта довольно проста, но она достаточно чётко отражает процесс преобразования аналогового ЧМ сигнала.

Перечень ссылок

1. Спутниковая связь и вещание: Справочник. – 3-е изд./Под. ред. Л. Я. Кантора. – М.: Радио и связь, 1997.-528 с.

2. Справочник по учебному проектированию приёмно-усилительных устройств.- К.: Вища школа, 1972.

3. Радиоприёмные устройства. Проектирование на ИМС. – М.: Радио и связь, 1989.

4. Системы спутниковой связи / А. М. Бонч-Бруевич, В.Л. Быков, Л. Я. Кантор и др; Под ред. Л. Я. Кантора: Учебное пособие для вузов. – М.: Радио и связь, 1992. – 224 с.: ил.

5. Мордухович Л. Г., Степанов А. П. Системы радиосвязи. Курсовое проектирование: Учебное пособие для вузов. – М.: Радио и связь, 1987. – 192 с.: ил.

6. Твердотельные устройства СВЧ в технике связи / Л. Г. Гассанов, А. А. Липатов, В. В. Марков, Н. А. Могильченко. – М.: Радио и связь, 1988. – 288 с.: ил.

7. Проектирование интегральных устройств СВЧ: Справочник / Ю. Г. Ефремов, В. В. Конин, Б. Д. Солганик и др. – К.: Техника, 1990. – 159 с.

8. Микроэлектронные устройства СВЧ: Учебное пособие для радиотехнических специальностей вузов/ Г. И. Веселов, Е. Н. Егоров, Ю. Н. Алёхин и др.; Под ред. Г. И. Весе-лова. – М.: Высш. шк., 1988. – 280 с.: ил.

9. Интегральные устройства СВЧ телекоммуникационных систем / М. Е. Ильченко, А. А. Липатов, Н. А. Могильченко, Т. Н. Нарытник, А. В. Савельев, Ю. И. Якименко. – К.: Техника, 1998. – 110 с.

10. Брагин А.С. Методические рекомендации для расчётных занятий по учебной дисциплине „Радиотелекоммуникационные системы”. – К: НТУУ „КПИ”, 2002, - 49 с.

11. MicroWave Office 4.02